五極管アンプでいいの観察
Ver.1.0012 2022.11.22
更新履歴
2022.8.02 Ver.1.000 新規作成
2022.8.05 Ver.1.001 三極管特性とは、帰還アンプの特性
2022.8.07 Ver.1.002 トランスの要求仕様
2022.8.11 Ver.1.003 第2ポールの決め方
2022.8.14 Ver.1.004 第4節12GN7APPの場合
2022.8.15 Ver.1.005 第4節12GN7APPの場合に記事追加
2022.8.17 Ver.1.006 第5節三極管と五極管と出力トランス
2022.8.20 Ver.1.007 第6節帰還後のVp-Ip特性
2022.8.24 Ver.1.008 第6節の前に2022-8-24追記
202210.18 Ver.1.009 第6節の前に2022-10-18追記
202211. 1 Ver.1.010 第7節実機への検討 追加
202211. 4 Ver.1.011 第7節実機への検討 に追記
202211.22 Ver.1.012 第7節実機への検討 に追記
五極管アンプに帰還をかけると、Vp-Ip特性は三極管になる。しかも、電圧利用率は高く、三極管と比べて出力も大きい。
これまでの、三結、UL接続、KNFというような、強制三極管動作をさせなくてもいいのである。普通に五極管アンプを作り帰還をかけるだけでいいのである。 これは、うまい話だろう。
しかし、考えてみると、三極管特性というのは、帰還アンプの特性でなかろうか。
でも、三極管には、帰還がかかっていた。したがって、帰還アンプ特性はいわゆる三極管特性になるので ある。
したがって、V-FETも帰還アンプ特性であろう。つまり、三極管特性とは、帰還アンプ特性であっ て、帰還なしにそんなものは存在しないのである。と私は思う。
三極管と五極管を比較してみよう。
図１−１ 三極管の特性
これより、DFが大きいこと、終段とトランスのゲインは、負であり、-10数dBであることがわかる。つまり、終段とトランスで、ゲインがマイナスというこ とは、終段のドライブ電圧が、出力の数倍必要であるということである。
たとえば、2A3の場合、1W出力なら、出力は、約2.8Vであるが、終段のドライブ電圧は約16V(44Vp-p)要るということである。しかも、ミラー 効果の結果の入力容量は、数＋PFもあるということである。
たとえば、2A3を6CG7でドライブするとドライブインピーダンス6.6KΩ（6CG7の内部抵抗rp=7.7KΩ、プレート抵抗RL=47KΩとして） で、 2A3のミラー効果の結果の入力容量は、76.5PFなので、カットオフ周波数はf=1/(2πCR)より、約315KHz（-3dB、位相-45°)となっ てしまうのである。トランスと合わせて2ポール補償の-120°にするには、トランスの位相は-75°でなければならず、普通のトランスではNFBとしては、 困難である。これを解決するには、第一ポールをトランスとし、ドライバーと終段のカットオフを2MHzくらいにすればいいのだが、2A3と6CG7の間にカ ソードフォロアを入れるしかない。
2ポール補償は、初段に第一ポール、終段に第2ポールとするのが一般的であるが、これは半導体なら、ワイドラーとして、実用化されているが、真空管アンプで は、出力トランスがあるので、第2ポールは、半導体のエミッタフォロワと比べて、圧倒的に分が悪い。だから、トランスを第一ポールとし、ドライバーと終段を第 2ポールにすることしかないのである。あるいは、ドライバーと終段をなるべく高くして、トランスを第2ポールとしても良いのである。
もちろん、トランスを第一ポールとし、ドライバーと終段を（あるいはトランスを）第二ポールとするに は、トランスは、第二 ポールの直前まで、位相は−90°以内を保たねばならな い。
図１−２ PMF-15P(5KPP ドライブインピーダンス1K+1K)の場合 約1MHzまで、位相はおよそ−90°以内 1.2MHz以上でも位相は −90°以内
図１−３ RX-40-5(5KPP ドライブインピーダンス1K+1K)の場合 約550KHZまで、位相は−90°以内 800KHz以上でも位相は −90°以内
この方法は、半導体のアンプでも使えるのである。CMOSアンプは、終段を第一ポールにするしかない。カソードフォロアを入れて、第一ポールを100KHzのトランスとすれば、20dBNFBなら、カットオフを1MHz以上でなんとかできる。すると、数百 KHｚまでフラットな20dBNFBアンプができる。まあ、実現には困難を伴うけれど・・・
つまり、ドライブの出力インピーダンスが、低くないと、高域が伸びないということである。
図１−２ 五極管の特性
これより、終段とトランスのゲインは、6V6（6AQ5)、6F6-GTを除いて、プラスゲインであるということである。
つまり、終段とトランスで、ゲインがプラスということは、終段のドライブ電圧が、出力とほぼ同じか幾分小さくて良いということである。
しかも、ミラー効果の結果の入力容量は、三極管の数分の一であるということである。
オーディオ管の五極管といえば、6BQ5でしょう。
図１−３ 6BQ5のVp-Ip特性
リニアリティは、グリッド電圧が深くなると詰まってきますね。
まあ、NFBをかけて使いますから気にするほどでもありません。
図１−４ 11HM７のVp-Ip特性
この球は、映像増幅管なので、リニアリティも良くて、gm=30,000μ mhoもあり高い。6BQ5=11,300μ mhoで３倍も違う。つまり、ドライブ電圧が、三分の一で小さくて良いので、半導体で駆動できるから、ローインピーダンス駆動ができる。
同じ映像増幅管の9KX6とか、7KY6もリニアリティが良いが、12GN7Aは、リニアリティはあまり良くない。9KX6,7kY6は、オーディオ用真空 管マニュアル 一木吉典著 ラジオ技術社にVp-Ip特性は、載っている。
| 管名 | Ef(V) | If(A) | Pp(w) | gm(μ mho) | Pg2(W) | Eb(V) |
| 9KX6 | 9.7 | 0.45 | 11.5 | 36,000 | 1.5 | 400 |
| 6KY6(7KY6) | 6.3(7.3) | 0.52(0.45) | 9 | 30,000 | 1 | 330 |
| 12GN7A | 12.6(6.3) | 0.3(0.6) | 11.5 | 36,000 | 1.5 | 400 |
| 12HG7 | 12.6(6.3) | 0.3(0.6) | 10 | 32,000 | 1 | 400 |
| 11HM7 | 11.3(5.5) | 0.3(0.6) | 7 | 30,000 | 1 | 330 |
| 12BY7A | 12.6(6.3) | 0.3(0.6) | 6.5 | 11,000 | 1.1 | 300 |
図１−５ 映像増幅管の特性例 （オーディオ用真空管マニュアル 一木吉典著 ラジオ技術社 より）
12BY7Aは、一世代前の映像増幅管で、リニアリティは良くないが比較用に載せた。
12GN7APPをシミュレーションしてみました。
図１−６ 回路図
図１−７ Vp-Ip特性とロードライン
バイアスを浅くして、ロードラインを上にずらすと、もっとパワーが取れますが、Pp=11.5W(max)なので、Ip約40mAでPp=10Wに押さえて います。
図１−８ 出力（8.5W)と出力電圧歪(5.64%)
図１−９ 周波数特性 低域は21Hz(-3dB)で、高域(56.3KHz）に2.26dBの盛り上がり
ゲインが、18.5dBもあるので、20dBNFBとしたら、オープンゲインは、38.5dBとなるので、かんたんである。
図１−１０
PK分割段ですむ。
図１−１１ 赤 オープンゲイン（39.1dB) 青 クローズドゲイン（18.1dB) 緑 U7のグリッド
NFBは、21dBである。クローズドゲインの周波数特性は、1.66Hz(-3dB)高域は、234KHz(-3dB）である。
図１−１２ 赤 負荷電力（8.18W) 緑 出力電圧 歪（0.75%)
図１−１３ 赤 出力インピーダンス 緑 DF
ただし、このトランスモデル特有の周波数特性であり、微分補償である。あくまで、シミュレーションに過ぎない。
トランスモデルによって、方形波特性は、大きく変わる。容量性負荷で、発振しやすい。
三極管と五極管で、出力トランスはどう変わるのでしょう？
シミュレーションで比べると、
図１−１４ 三極管の場合
図１−１５ 五極管の場合
これは、
図１−１６ 五極管の場合
と同じになるので、図１−１４と図１−１６で比較する。
図１−１７ 周波数特性 赤 図１−１４ 緑 図１−１６ 位相特性 青 図１−１４ 黄色 図 １−１６
周波数特性は、高域のカットオフはほぼ同じであるが、低域は一桁図1-16は悪いが帰還をかければなんとかなるだろう。問題は、位相特性である。
図１−１６では、図１−１４と比べて、位相が急激に曲がって、高域では、不利である。
では、実測では、どうであろうか？
図１−１８ ドライブインピーダンス1K+1Kの実測
シミュレーションより、周波数特性は急峻であり、位相特性は優れている。
図１−１９ ドライブインピーダンス47K+47Kの実測
低域特性から、位相は、-80dB以下では測定できてないことがわかる。
以上から、五極管では、出力トランスの位相特性が、悪化することがわかる。
図１−２０ 五極管の位相補正
図のように、出力トランスのPP間にスナバを入れると、シミュレーションであるが、
図１−２１ 周波数特性 赤 スナバなし 緑 スナバ あり 位相特性 青 スナバなし 黄色 スナバあり
スナバありでは、位相が、ゆっくりさがり、-120°付近で、停滞する。これは、いいことだ。周波数特性は、20dBNFBなら、20dB下がったとこであ るから-60dBの線である。つまり、2Hz〜90KHzまで、フラットになるので、心配することはない。
もちろん、トランスモデルのよって、特性はかわる。
DFが同じか確認した。
図１−２２ 測定回路
図の回路で、トランスの1次インピーダンスを求めた。
図１−２３ 赤と緑が重なっている。
まったく、同じである。
さて、
図１−２４ 図１−１９の振幅-77dB以内の部分は、茶色の斜線で除いた部分である。
すると、実測では、220KHzが−120°以内、420KHzが−108°以内で、700KHzまで、-120°以内と読める。
−90°とすると、最小150KHzくらいである。したがって、なんとか、なりそうである。
図１−２５ 12GN7APP
図１−２６ 位相特性 赤 ２次側（８Ω負荷） 緑U8のプレート
トランスの１次側（U8のプレート）では、約−88.4°であるのに、トランスの2次側（8Ω負荷）では、約-172.4°も回っている。図１−２０のトラ ンス １次側のスナバを入れても、約-120°である。
図１−２７ トランスの位相補正
トランスの高域等価回路では、LCーLPFなので、-180°位相が回るが、Lに抵抗をパラにして、RC-LPFにすれば、-90°しか位相が回らないとい う寸法である。
図１−２８ 赤 図１−２７のトランスの２次側の位相 青ゲイン特性 緑 図１−２５のトランスの２次側位相特性 黄色ゲイン特性
位相補正により、赤は約−80°で済んでおり、緑は約−173°なのである。もちろん、位相が緩やかになれば、ゲインは早くから-6dB/octになり、 オープンゲインの帯域は狭くなる。しかし、帰還をかければ、高域は伸びるので、気にすることはない。帰還をかけるには、位相特性が問題なので、それだけ考えれ ばいいのである。
図１−２９ 帰還をかけた回路
図１−３０ 赤 クローズドゲイン約16.4dB 緑 オープンゲイン約45.3dB NFB約28.9dB
帰還は位相が約-80°なので、問題はない。
以上はシミュレーションであるが、では、実際のトランスではどうなるのであろうか。
図１−３１ PMF-15P ８KPP
PMF-15P ８KPPモードで、ドライブインピーダンス47KΩで、位相補正は470PFと11KΩで測定した。200KHzで-73°くらいである。 シミュレーションと位相補正の定数が抵抗10倍、コンデンサ1/10倍となっているが、ドライブインピーダンスとの関係で、スケーリングした。300KHzで -180°まで、回っているがどうしたものか・・・・・
三極管にもNFBをかけると、Vp-Ip特性はシミュレーションによれば変わった。それは、そうだろう、無帰還アンプで、最大出力は、5%歪のところだか ら、NFBをかければ歪は下がるので、最大出力は増える。ロードラインで、考えてみれば、歪が下がるということはVp-Ip特性が変わらなければ説明ができな い。もちろん、NFBでの説明では、正弦波の歪を打ち消すため、初段のプレートでは、逆に歪み、終段のグリッド間隔が詰まったところは、大きく伸ばしてドライ ブして、見かけ上終段のプレートは対称電流、対称電圧になるということだ。それを終段のVp-Ip特性に表すと、超リニアティの良い三極管特性になるのであ る。
どうも20dBNFBが、境目のようである。20dBNFBをかけると、Vp-Ip特性がWE-300Bのようになるようだ。6AQ5の五極管アンプも 20dBNFBをかけると、三極管特性がきれいになる。
12GN7Aは、内部抵抗が47kΩもあるので、もっと低い球はないかと探したら6BQ6GTBが、14.5KΩで、12GB7(25E5類似）は5KΩであった。そこ で、トランスを測定した。
図１−３２ 6BQ6GTBの条件で、位相補正の結果
500KHzまで、-90°に収まっている。位相が回りにくくなるということは、周波数特性が悪くなるということである。と言っても、帰還をかければ、もと に戻るので、気にすることはない。
参考に、12GB7(25E5)では、
図１−３３ 12GB7の条件で、位相補正の結果
そこそこ低域特性は改善される。
回路図は、
図１−３４ 回路図
位相補正は、片側がGNDに落ちているのがミソである。こうしないと高域発振する。
図１−３５ 赤オープンゲイン 青クローズドゲイン 緑 オープンゲインの位相
シミュレーションであるが、NFBは約19.8dBである。NFBには、微分補償も、積分補償もない。
図１−３６ 赤ロードライン 緑 1500Ωのライン
AB１級PPである。バイアス点を通る直線のロードラインは1700Ωくらいである。ドライブは、０〜-33Vくらいのようだ。
図１−３７ 赤 出力約18W 緑 出力電圧 歪約0.5%
シミュレーションでは、そこそこいい。トランスPFM-15Pは、最大15Wなので、幾分電源電圧を下げるべきであろう。いずれにせよ、現在プレート損失は 15Wになっているので、球はオーディオ時14Wまでなので、電源電圧を下げなければならない。
ドライバーは、PPの片側のゲイン60倍である。2Vrmsで約18Wとなる。
球のインピーダンスに縛られると、意味がない。そこで、球に抵抗をパラにする。そうすると、等価的に球のインピーダンスは、自由にできる。したがって、 MOSFETでも、自由にヒーターとスクリーングリッドのない五極管としてアンプが組める。もちろん、MOSFETは、トランスは要らないのだが、トランスを 使うこともできる。
出力電力は抵抗に使われるが、微々たるものであるから、気にすることはない。
図１−３８ 電流源モデルの等価回路 （R18,R19は、並列抵抗）
図１−３９ 電圧源モデルの等価回路 （R23,R24は、並列抵抗）
このようにすれば、12GN7Aの内部抵抗50KΩは、15KΩにすることができる。
図１−４０ R1,R2は、並列抵抗
図１−４１ 赤 出力電力約６.7W 青22Kの電力約673mW 緑 出力電圧 歪1.1%
並列抵抗のロスは10%程度である。
図１−４２ ロードラインと球のVp-Ip特性（帰還なし）
ロードラインは、ちょっと右によっているが、電源電圧を下げて、左に移動できる。
図１−４３ 赤オープンゲイン約37dB 青 クローズドゲイン約18dB NFB約19dB 緑 オープンゲインの位相特性
トランスの1次側と2次側をCRで結ぶアイデアは、ここからの 流用で す。トランスを第一ポールにするのもここに書いてあります。不完全な間違った説明もありますが、大筋で、ここから進歩してないのです。
また、トランスの一次に抵抗をつけるのは、ここから流用してま す。
まあ、帰還をかければ、五極管アンプでも、Vp-Ip特性は三極管特性になるので、KNF,UL,CSPPでも構いません。
CSPPは高帰還なので、見かけ上、三極管アンプとして働き、なおかつ五極管の効率とパワーが採れるので、いいでしょう。まあ、トランスが、特殊になります が・・・マッキントッシュなんか、いいアンプとなってますしね。五極管アンプの音でないでしょう。
ULでも、KNFでも、高速高帰還に仕上げれば、いい音のアンプになるはずです。Vp-Ip特性から見れば、三極管アンプですからね。
ただし、三極管アンプだから、いい音がするのではなく、高帰還アンプだからです。そこは誤解してはなりません。
つづく