【１．周波数レイアウト】2004/12/19
トランスを含んで高帰還を目指すと次のようにしているようです。
図１ ゲイン周波数特性
このレイアウトは、ゲインを中心に考えられており､ドライブのゲインがトランスの位相回りより早くゲインをなくすことで安定を目指しています。理にかなった方法です。
しかしこのレイアウトでは位相を中心に考えると高域について見るとドライバの位相回りがかかってからトランスの位相回りがかかるので､トランスの位相回りは180°近辺にきてしまうということに気づかなければなりません。これが､下のようなレイアウトであると
図2 ゲイン周波数特性
トランスの大きな300KHzくらいの位相暴れも前の方ですから余裕があると思うのです。しかし、トランスのMHzの高域の位相特性が気になります。
しかし､AyumiさんやUMETECHさんのデータを見ていると1MHz以上は結構素直になっているので気にする必要もないようです。
【2.トランスのドライブインピーダンス】2004/12/18
トランスのドライブインピーダンスと位相の関係は､Ayumiさんのシミュレーション から明らかなようにインピーダンスが低いほど位相の回りは遅く、一般的には高域が落ちることがわかっています。（真空管アンプ設計自由自在 長 真弓著 誠文堂新光社 ）
落ち方としては､急峻でなく緩やかになることもAyumiさんのシミュレーションからわかります。これは位相がゆっくり回ることからも明らかです。
となると先の図2の方がますます有利になってきます。
図3 ドライブインピーダンス600Ωのオープン特性例
上は､ドライブインピーダンス600Ω（球の内部抵抗300Ω)のときです。
図4 ドライブインピーダンス3000Ωのオープン特性例
上は､ドライブインピーダンス3KΩ（球の内部抵抗1500Ω）のときです。
図5 ドライブインピーダンス600Ωのクローズ特性例
図6 ドライブインピーダンス3000Ωのクローズ特性例
この図5,6を比較するとゲイン０になる位相余裕はそれぞれ約25°と約12°である。300KHz付近では図6が悪い。
図7 ドライブインピーダンス200Ωのオープン特性例
図8 ドライブインピーダンス200Ωのクローズ特性例
図8のばあい、位相余裕は約40°くらいある。
【３．トランス】2004/12/18
となると、300KHzの暴れがあっても関係ないですからなんでもいいわけです。
トランスには､２つのタイプがあるようです。１つは300Ω位の巻き線抵抗のもの、もうひとつは100Ω以下のものです。
ｆ特は､狭くても40KHz広くても100KHzですからたいした違いはありません。
【４．終段管】2004/12/18
低インピーダンスとなると超三結があります。
また、安定化電源用球。
それと多数パラがあります。
【５．ドライバの要求仕様】2004/12/19
図８の場合位相余裕を約20°残すにはドライバーのf特は､20から30MHzくらい必要です。
f特を確保するには､まずゲイン配分を考えなければなければなりません。
図９ ゲイン配分
この図で仕上がり利得を15dBにしてNFBを20dBかけるとなると、トランスが-30dBなので､オープンゲインは､65dB必要になります。
ここで、注意しなければならないのは､ミラー効果です。そのために段間にカソードフォロアをはさむことになります。ということは､あまり大きなドライブ電圧が必要な終段は向いていません。
終段が20dB以上稼いでくれると８KΩで10Wなら283VACで30VAC（約80VPP)くらいのドライブですみます。これが5倍くらいだと160VPPになり難しくなります。
PP仕様なので､電圧は半分でよいことになります。15VAC（約42VPP)です。
ドライバーはゲインと帯域を保証すれば5極管となります。Cpgがミラー効果で問題になりますから小さいほどよくなります。2段とすれば､終段が20dBを稼ぐとしてドライバー段は45dB稼ぐ必要があるので各段は26dB以上あればすみます。ドライバと終段の間にカソードフォロアが入ります。
ドライバーの初段はGB積の大きな球を選び低インピーダンス出力とします。次段は､Cpgの特に低い球を選びます。後ろはカソードフォロアなので特にインピーダンスをきにする必要はありませんが､10KΩ以下にします。出力電圧は50Vpp以上取れる必要があります。
PP仕様ですから差動になります。初段5極管、次段5極管、カソフォロ、終段3極管（超三結を含む）という構成になります。
この辺は､「直流増幅回路の設計マニュアル 宇都宮敏男監修 丸善株式会社 初版 昭和41年11月15日」を参考にします。
ドライバは電圧とゲインさえあればよいので､OPアンプとトランジスタの方が理にかなっているかもしれません。無理して､昭和40年に逆戻りする必要もありません。
【2004/12/20】
１．トランスのドライブインピーダンス
トランスのドライブインピーダンスが最大平坦特性のとき､低域と高域は対称になりません。トランスのドライブインピーダンスを下げるとｆ特は悪くなります。
またトランスのNFBをかけない特性は､低域と高域が左右対称でないと位相特性があいません。そうなるとNFBをかけるとピークが出来たりします。
図１０ 周波数特性
さて、低域と高域が左右対称になったとき､NFBという鉋でNFB分だけ上を削ると仕上がりは､まっ平らになります。低域も高域も伸びます。低域はドライブインピーダンスを下げただけで伸びますから余計に伸びます。
図１１ NFBで上を削り取る
このことに､着目するとイントラのアンプでも広帯域が可能になるのです。
イントラは低インピーダンスでドライブすると高域が落ちます。これは上と同じです。しかし､イントラの2次側から局所帰還をかけてNFBの鉋で削れば､低域と高域が伸びることがわかります。
２．ドライブ
GB積の大きな球に､6EJ7があります。gmが15mモーありますので､ゲインはgm*RLより2KΩで30倍です。したがって､2KΩより小さくなります。
また、次段はＣｐｇの少ない球として6AU6Aが使われるようです。gmは約4mモーなので､3KΩで12倍になります。
図１2 6AU6のロードライン
これで一応50Vpp取れますが､5Kにすると､
図１3 6AU6の5Kのロードライン
こうすると８０Vpp取れます。Eg1=-1.5V±1.5Vで60Vpp取れます。
このあとは､カソードフォロアがきます。先の文献のオシロの垂直アンプでは12AT7が使われています。
【2004/12/21】
１．負荷インピーダンス変動
下のグラフは､スピーカ等価回路を負荷に持ってきたときで､□印は200Ω◇印は600Ω▽印は3KΩのドライブインピーダンスである。3段の上からスピーカのインピーダンス、中は位相特性、下はゲイン特性である。
図14 スピーカ負荷のときのゲイン、位相特性
下のグラフは負荷をオープンしたときのつもりで､負荷抵抗に1MΩをつないだとき
図１５ 負荷抵抗をオープンしたとき（1MΩ）
図１６ 抵抗負荷のとき
図１７ 無帰還時のスピーカ負荷時のゲイン、位相特性
【2004/12/23】
１．反面教師の無帰還アンプ指針
以上を検討してきた結果無帰還アンプも低インピーダンスでドライブするとDFとｆ特がよくなることがわかってきました。また、ひずみの打消しはすでに腹案が2つあります。1つは打ち消し管を用意するもの、もうひとつは多数パラです。
2.リンギングおよび高域特性の改善
「パルストランスと応用回路 小柴 典居著 産報出版 初版 1969年 8月20日」によれば､リンギングは､トランスの1次側に抵抗をいれることになっている。詳細はこの本をみて頂くとしてトランスの1次側にダンピング抵抗を入れるものである。計算式があるのではあるがここでは適当に入れてみた。
ここでは､ドライブインピーダンス3KΩとしている。
図１８ １０ＫＨｚの方形波特性 □3KΩ◇6KΩ▽12KΩ
これではわかりにくいので
図１９ ６KΩをPP間に入れたとき □6KΩ
図２０ ３KΩをPP間に入れたとき □3KΩ
となる。
図２０ PP間に抵抗を入れたときの周波数特性 □3KΩ◇6KΩ▽12KΩ
これで、負荷変動を見ると、まずスピーカーでは､
図２１ PP間に抵抗を入れたときのスピーカ負荷特性
先の状態から比べれば､よくなっている。
これは､高周波的に低インピーにすればよいとスナバをPPに入れることになる。ここでは示さないがトランスの2次側に入れるよりも位相回りはよくなった。
スナバは高域を落とすわけだからあたりまえと言えばあたりまえなのである。
スナバよって1MHz以上の高域を意図的に落とすことが出来る。
3.ドライバ
ドライバの周波数特性は6AU6のゲインが20倍としてCpg=0.0035PFよりミラー効果分は無視できます。Cin=5.5PFとCout=5PFが問題になります。また、6EJ7のCout=3PFも関係します。6EJ7の負荷が1KΩとするとC＝6EJ7のCout＋6AU6のCin＋浮遊容量となります。仮に合計15PFとするとカットオフは10MHzとなります。
したがって初段は､gmが大きくないとRLが大きくなってｆ特が取れなくなるわけです。ここでは1KΩでだめですから500Ωにするかシャントピーキングを採用することになります。
同じことが6AU6段にも言えます。出力は､C=6AU6のCout＋12AT7のカソードフォロアの入力容量＋浮遊容量で仮に10PFとします。5KΩではカットオフは3.1MHzになってしまいます。
【2004/12/25】
１．ドライバ
30MHzフラットというのは位相から要求されていることです。
6EJ7-12AT7（カソードフォロア）−6EJ7−12AT7（カソードフォロア）-6AQ5というラインナップを考えてみます。
6AQ5はCin=８PF Cout=8.5PF Cpg=0.4PF gm=4100mhoｓで、C==6AQ5のCout＋12AT7のカソードフォロアの入力容量＋浮遊容量で仮に15PFとするとカットオフ30MHzになるには333Ωになります。したがって､ゲインは､gm*RLより､1.2倍となります。
同様に次段の6EJ7はC=6EJ7のCout＋12AT7のカソードフォロアの入力容量＋浮遊容量で仮に10PFとして30MHzでは500Ωになります。ゲインは､7.5倍です。初段は同じく500Ω、ゲイン7.5倍です。トータルゲインは、50倍くらいでしょうか。
トータルゲイン40dBで30MHzから-6dB/octの傾斜にすると次段、3段とももっと伸ばさなければなりませんからこれはこのままでは無理でしょう。
【2004/12/29】
１．その1
UMETECHさんのBBSから､ISOのトランスFE-25-8を600Ωでドライブすると巻き線抵抗が300Ωなので、DF=8です。ここで､NFB=12dBとするとDF=32、また､f特は-12dB下がったところを見ると400KHz取れます。したがって、目標がDF=３０以上f特300KHz以上であれば､20dBもかける必要はなくなります。
プレート電流と内部抵抗から球をさがすと6080が浮かんできます。
【2005/1/8】
１．トランスの1次側のダンピング抵抗
トランスの1次側にダンピング抵抗をつけるとオーバーシュートが減ることは先にわかっています（2004/12/23)。ではゲインは､どうなるのでしょうか。
図２２ PP間にダンピング抵抗をいれたときの無帰還特性 □4K◇8K▽16K△100K
ここではドライブインピーダンス3Kとしたときです。このトランスは､8KPPなのですが､8Kをつけても約2dB、4Kでも約4dBのロスですから、あながち無意味と言い切れません。特に400KHz付近の位相が約25°も違ってきますのでこれは案外いい選択かもしれないです。
図２３ PP間にダンピング抵抗をいれたときの帰還特性 （記号は上図と同じ）
ピークには効果あるようです。位相余裕は約10°くらい効いているようです。
【2005/1/9】
１．低域特性
ドライブインピーダンスと低域特性は周波数領域では改善されていますが､時間軸ではどうでしょうか。50Hzでみます。
図２４ 無帰還時の方形波特性 ドライブインピーダンス□300Ω◇600Ω▽3KΩ
帰還をかけるとよくなるでしょうか?
図２５帰還時の方形波特性 ドライブインピーダンス同上
波形的にはかなりよくなっていますが､DC的な過渡応答はドライブインピーダンスが大きいほど速く失われ､プラス領域とマイナス領域が均等化してしまうようです。もっともC結合したドライバ段ではこのことは意味を持ちませんがDC結合のドライバではドライブインピーダンスが低いと0.5秒もDC成分が保存されるので､音楽のパルシブなDCに近い成分は再現できることがわかります｡
図２６ 無帰還時のドライブインピーダンス3Kの時のPP間抵抗□４K◇８K▽16K△100K
PP間の抵抗は効果あるでしょうか｡図２６のように無帰還ではまったく関係ありません｡
図２７ 帰還時のドライブインピーダンス3Kの時のPP間抵抗□４K◇８K▽16K△100K
帰還時の50Hzです。
図２８ 帰還時のドライブインピーダンス3Kの時のPP間抵抗□４K◇８K▽16K△100K
高域特性は影響あります｡100KHz
このように低域特性を見てみると帰還時はドライブインピーダンスがそれなりの意味があることがわかります｡
【2005/1/12】
トランスの高域の等価回路は次のようになります。
図２９−１ トランスの高域の等価回路
LCフィルタですから-12dB/Octになります。-6dB/octにするとなるとLに抵抗を抱かせれば､−１２ｄＢ／ｏｃｔからあるところで､-6dB/Octになるでしょう。
図２９−2 トランスの高域の位相補正の回路
つまり、正相の出力段から2次側にCRで結合することになります。では、どうなるか見てみましょう。ドライブインピーダンス3KΩ。
図３０ 無帰還 正相プレートから負荷抵抗にCR結合させた時 R=□8K◇16K▽32K△64K Cは0.1uF
どうですか。高域の位相回転がなくなる方向になっていますね。もちろん逆相からでは位相は余計回ります。
図３1 帰還 正相プレートから負荷抵抗にCR結合させた時 R=□8K◇16K▽32K△64K Cは0.1uF
帰還をかけても位相はよくなったままですね。
【2005/1/13】
もう少しチューニングしてみましょう。
図３２ 帰還 正相プレートから負荷抵抗にCR結合させた時 R=□800◇1600▽3200 Cは0.001uF
これからわかることは､1600Ω0.001uFでは位相が90°までであるということです。これは有望かもしれません。
図３３ 帰還 正相プレートから負荷抵抗にCR結合させた時のスピーカー負荷 R=□800◇1600▽3200 Cは0.001uF
これでも安定ですね。
図３４ 帰還 正相プレートから負荷抵抗にCR結合させた時の1MΩ負荷 R=□800◇1600▽3200 Cは0.001uF
これも問題ない。
いままではドライブインピーダンス3KΩでした。ドライブインピーダンスによってCRの値は変わります。
【2005/1/22】
高域ではトランスの漏れインダクタンスにより1次と2次は分離されているのでCR結合は影響が大きくなる｡したがって､高域の暴れはなくなってしまうと思う｡
また、FE-25-8のドライブインピーダンスと特性は､UMETECHさんが測定して公開していただけましたので､リンクを張っておきます｡
トランスの等価回路を前出の本で見ると､
図３５ トランスの等価回路（負荷を1次に換算した場合）
L1：1次インダクタンス L2：2次インダクタンス K：結合係数 K=M/√（L1L2) M：相互インダクタンス ｎ：変成比 n=√(L1/L2)
Ce1：1次線輪の浮遊容量 Ce2：２次線輪の浮遊容量 C1：1次・2次間線輪の容量に比例する値で等価容量である｡ CL：負荷に含まれる容量
Rc：鉄損（ヒステリシス損＋うず電流損） ｒ：信号源抵抗 RL：負荷抵抗
これをみるとなんとなくrが小さいとｆ特が伸びるように思われる。ところが超三結のアンプはみんな10KHzあたりから落ちてしまう｡
不思議でしょうがなかったが､多分高域ではトランスのインピーダンスが下がってしまい帰還が減ってしまいドライブインピーダンスがあがってしまうためだろうか｡
不思議でしょうがない｡
【2005/1/23】
１．ドライバーの帯域が十分でないとき
ドライバーの帯域が十分でないとき､たとえば下にしめす回路では
図３６ 段間の容量、出力インピーダンスを入れた回路図
これの場合､
図３７ 図３６の特性
このように､トランスの1次と2次をCRで結んでも位相は90°以上回る｡原因は､ドライバーの帯域が不十分であるからである｡
【2005/1/25】
それでも、
図３８ 図３６の回路 □800 ◇1600 ▽3200 △１M
これをみると１００°は違うみたいですね｡
【2005/3/26】
１．実践検討
さて、以上の検討から､終段のゲインが低いといろいろ不具合が起きることがわかりました｡基本的に球でドライブするのは不可能であると思われます｡
そこで､ARITOトランスを目標に回路検討してみましょう｡
球は､5BK7Aを3パラにすることになります｡この場合､12Kppですから､1管は､18Kのロードラインとなります。
図３９ ロードライン
終段は､北野先生の抵抗型差動とします。PP＝2.7Wですから、ぎりぎりですね｡このとき､rp=7500 μ=29。
OPアンプは±15Vまで振れるとして最小380Vpp。当然A+まで使います｡さて、18KΩ3パラPPですから､5.3W取れます｡
ゲインは､約20倍、トランスゲインが1/38.7ですから､出力段は約0.5倍のゲインです｡
８Ω5Wより、6.3VACより、終段の入力は12.6VAC。よって仕上がり利得は､12.6倍です。（実際OPアンプは10VACがMAXでつじつまがいませんが）
20dBのNFをかけるとしてOPアンプのゲインは､126倍となります｡つまりは､抵抗で､NFをかけて126倍にゲインを抑えるということです｡
広帯域OPアンプは､LM6365が手持ちにありますので､これをつかいます。このOPアンプは25倍以上で安定ですから､仕上がり利得を25倍つまりは､オープンゲイン250倍として作るしかありません｡従いまして､入力にATTをいれます。もともと入力電流が大きいので､入力にはバッファアンプとして手持ちのNJM4580DDを入れます｡これは、フイードバックループの外です｡
図４０ アンプの構成
こんな感じになります｡プレートからのCRはPG帰還ではありません｡これはトランスの高域補正で､実際、出力につながれていることからもわかります｡
書きながらかんがえてゆくのでつじつまが合わないかもしれませんがそんな感じです｡
この次は､OPアンプ回りの詳細検討です｡
【2005/3/27】
もう一度トランスに戻って考えてみました｡
図 ４２ 無帰還回路
トランスの高域補正がついています｡下の位相特性からもわかると思います｡
図４３ 周波数特性 上：位相特性 中：群遅延特性 下：ゲイン特性
この真中の群遅延特性に注目すると2uSの遅れがあります｡この遅れは､NFBでどうなるでしょうか｡
図４４ 帰還後の回路
図４５ 帰還後の周波数特性 上：位相特性 中：群遅延特性 下：ゲイン特性
もともと40dBあったゲインが20dBになっています。NFは20dBですね｡
さて、遅れは､250nSに縮まっています｡では、差の1750nSは誰が負担したかというとアンプしかありません｡ということは､アンプはHPFになったということであり､なぜトランスの前の高域特性が問題なるかがわかったと思います｡
では、Daluhmann氏のワイドラーはどうなっているのでしょうか｡この場合､低い周波数から-6dB/Octで落ちているので位相はずーと一定です｡したがって､群遅延はdθ/dωですから位相が一定なら群遅延はありません｡とはいえ､トランスが入ると話はややこしくなります｡
図４６ ワイドラーのオープン特性例 上：位相特性 中：群遅延特性 下：ゲイン特性
群遅延は､小さくなっていますね｡
図４７ ワイドラーのクローズ特性例 上：位相特性 中：群遅延特性 下：ゲイン特性
以上から､ウイリアムソンタイプを考えるとNFBアンプはトランスの帯域特性を狭くして帰還によってそこそことなるようにしないと必要以上に広い帯域が必要となり難しくなります｡
QUADIIはたぶんワイドラーの一種と考えられます｡
トランスの帯域を狭くするにはハイインピーダンスでドライブすると狭くなります｡5極管ですね。しかし、ローインピーでも裸のDFが８もあれば､NFで４倍になれば３２ですから、20dBもかける必要もないし､6dB/Octで落ちるとすれば､4倍の帯域ですから12dBのNFでもいいわけです｡したがって､正解はありません｡
【2005/4/2】
HPFといいましたが､では確認してみましょう｡トランスのドライブインピーダンスは1.5K×2です。
図４８ 上：仕上がり位相特性 上中：アンプゲイン 下中：トランスの1次側電圧 下：仕上がりゲイン特性
Vp(55)を見ると位相がｖｐ（８）より広帯域になっています｡アンプゲインは３０ＫＨｚ付近で盛り上がっています｡アンプ自体は理想アンプですからこんなはずは無いのです｡ことからＮＦＢアンプは位相を進めてｆ特性を補正していることがわかります｡高域で､ゲインが落ちるのは
図４９ 上：アンプ出力 上中：アンプゲイン 下中：トランスの1次側電圧 下：仕上がりゲイン特性
このように、理想アンプは高域で持ち上げているのですが､トランスのドライブインピーダンスとトランスの高域インピーダンスの低下で結局高域が落ちてしまっているのです。上は、電圧増幅段のｆ特性そのものです。
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