図１−１−１ センタータップ式全波整流回路
このような回路です｡さて、コンデンサーの配線がおかしいと思いましたか｡これがただしい回路図なのです｡
左側の線はリップル電流が流れますが右側の線には直流だけが流れます｡
だから、ハムをひらわないようにするにはこうすべきなのです｡
図１−１−２ ブリッジ整流回路
このような回路です｡私は,ブリッジをこう書くべきだと思います｡ひし形にリングに書くのは嫌いです｡
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2008.11.22 Ver.1.008a 倍電圧整流追加、記事追加
2008.11.29 Ver.1.009 反転コンバータ追加
2008.12.07 Ver.1.010 マルチフェーズ追加
2008.12.14 Ver.1.011 同期整流追加
2009. 1.10 Ver.1.012 マルチフェーズに記事追加
【はじめに】
電源回路って、簡単だと思いますよね｡
でも、分からないことばかりです｡そこで勉強してみましょう｡
なお、勉強なので手直しは常に行われております｡
第一章 整流回路
半波整流回路が禁止されましたので,全波整流回路からです｡
第一節全波整流回路
図１−１−１ センタータップ式全波整流回路
このような回路です｡さて、コンデンサーの配線がおかしいと思いましたか｡これがただしい回路図なのです｡
左側の線はリップル電流が流れますが右側の線には直流だけが流れます｡
だから、ハムをひらわないようにするにはこうすべきなのです｡
図１−１−２ ブリッジ整流回路
このような回路です｡私は,ブリッジをこう書くべきだと思います｡ひし形にリングに書くのは嫌いです｡
【ブリッジ整流回路】
図１−１−３ ブリッジ整流回路の実際
では,この回路をシミュレーションしてみましょう｡
図１−１−４ ブリッジ整流の動作 赤 V1の電圧 緑 C1の電圧
交流が整流されていますね｡少しデコボコしています｡よく見るとデコボコは入力の周波数の倍になっています｡
では、D1からD4のダイオードの電流を見てみましょう｡
図１−１−５ ブリッジ整流の動作２
負荷抵抗が1KΩなので140mAしか負荷電流がないはずですがD1からD4は大体1.6Aの電流が鋸波状に流れています｡
また、D3とD1は同じですからD3からC1を通ってD1に流れたことが分かります｡同様にD4とD2がC1でつながっていますね｡
ところで、電流は瞬間しか流れていませんね｡電流の流れている時間とコンデンサーの関係を見てみましょう｡
図１−１−６ ブリッジ整流の動作３（D1の電流） 緑 C1=100uF 青 C1=1000uF
どうですか,ピーク値が大きくなりました｡しかし、鋸波は細くなりました｡
図１−１−７ ブリッジ整流の動作４ 緑 C1=100uF 青 C1=1000uF
この整流波形の立ち上がりが充電時間つまりD1の導通時間です｡要するに、コンデンサーの電圧が変動しないと立ち上がりが狭くなるのに,消費電力は140V140mAで19.6Wの半分を充電しないといけないので電流が大きくならざるをえないわけですね｡
ということは,ダイオードの定格がきびしくなってきます｡したがって,電圧リップルを小さくしようとコンデンサーを大きくするとダイオードの定格を大きくしなければなりません｡しかし、電流の流れる時間を大きくすれば、電流は小さくなるはずです｡
図１−１−８ ブリッジ整流にインダクタを入れる
さて、こうすると、コイルが急激な電流変化を抑えるので,電流の流れる時間は増えるはずです｡
図１−１−９ ブリッジ整流にインダクタを入れたときの動作
電流の幅は広くなりました｡ピーク値も1/7になりました｡
図１−１−１０ ブリッジ整流にインダクタを入れたときの動作２
電圧は幾分下がりましたが,リップルは小さくなりました｡0.8VPPくらいですね｡コイルがないとき1.3VPPくらいありました｡
おかしいと思いませんか｡立ち上がりに電流が流れるわけですから、時間がかかると言うことはその間電圧が大きく変化しなければならなかったはずです｡
図１−１−１０ ブリッジ整流にインダクタを入れたときの動作３
緑はブリッジにかかる電圧です。どうですか,先端が平になっていますね｡しかも少し,上り坂になっている｡ですから,この平になっている間電流が流れるので時間が広くなり,また、電圧が平だから変動もしないわけですね｡
さて、これは、一般の電源トランスの動作がこうなります｡このインダクタンスはトランスの漏れインダクタンスとして構成されます｡漏れインダクタンスは1次2次間の結合度が悪いと大きくなります｡そうすると狭帯域になりますので一般的に電源トランスはオーディオの出力トランスとしてつかえないのです｡
図１−１−１１ 一般の電源トランスの例 （なおC2,R2は波形のノイズ除去です。シミュレーション上の問題です）
この場合,
図１−２−１２ トランスの出力電圧
この場合も、先端がたいらです。なお、トランスモデルは容量を考慮してありませんので高周波ノイズがでてしまいました｡
図１−１−１１ 一般の電源トランスの例２ （なおC2,R2は波形のノイズ除去です。シミュレーション上の問題です）
図１−１−１２ トランスの出力電圧２
この場合も同じですね｡
さて、ダイオードの逆電圧を見てみましょう｡
図１−１−１３ D4の逆電圧
140Vくらいですね。ブリッジだからこうなります｡半波整流の場合,コンデンサーには140V貯まっており,また電源は正負にふれますから、負のときダイオードには280Vかかります｡
図１−１−１４ 半波整流の動作 赤 ダイオードの逆電圧 緑 整流出力 青 入力電圧
このように、回路によって、ダイオードに要求される逆耐圧は違います｡
あとででてきますが,センタータップ式整流の場合,逆位相の2つの半波整流ですから、交流の波高値は√２倍なのでこの倍、つまり、約3倍必要になります｡
ですからAC300Vでは逆耐圧が900V以上のダイオードが必要になります｡
【センタータップ式全波整流回路】
図１−１−１５ センタータップ式全波整流回路
この回路図のR4,R5,R6トランスの巻き線抵抗です｡R1,R3はシミュレーションがうまくいくおまじないです｡
このトランスのS1,S2は一つの巻き線で中央の引出しはちょうど中央にあたるのでセンタータップとします｡
ここでは,P1：S1=1：2.5と巻き線比をとっていますので、P1にAC100VrmsをかけますとS1にはAC250Vrmsがでます｡
図１−１−１６ センタータップ式全波整流回路の電圧と電流 赤 R1の電圧 緑R2の電圧 青 D1の電流 黄 D2の電流
電圧波形が正弦波でないのは、トランスの漏れインダクタンスのせいです｡おかげで,電流の導通角は大きくなります｡
図１−１−１７ センタータップ式全波整流回路の出力電圧
導通角が広いのと充電間隔が狭いのでリップルは少ないです｡
【倍電圧整流回路】
図１−１−A−１ 倍電圧整流回路
これを倍電圧整流回路と言います｡
図１−１−A−２ 倍電圧整流回路 赤 整流出力 緑 入力電圧 青 R2の電流（右から左）
ごらんのとおり全波整流です｡
どうして、全波整流になるのでしょうか｡
図１−１−A−３ 倍電圧整流回路の動作 赤 C1の電圧 緑 C2の電圧 青 負荷電圧
ごらんのとおり、D1,D2は半波整流しているわけです｡それぞれの半波整流回路をを2段重ねをしているわけです｡
図１−１−A−４ 倍電圧整流回路
倍電圧整流回路には、この回路もあります｡
図１−１−A−５ 倍電圧回路の動作 赤 出力電圧 緑 入力電圧 青 入力電流（R2を右から左へ）
この場合、リップルは半波なので、半波倍電圧整流回路といいます｡しかし、ACから見れば同じ全波整流です｡
図１−１−A−６ 倍電圧整流回路の動作 赤 出力電圧 緑 D２のカソード電圧 青 入力電圧
では、動作を見てみましょう。D2のカソード電圧が200Vを超えていますね｡なぜでしょうか｡
V1が負になるとD2が導通してC2に電圧が充電されます｡
V1が正になるとV1+C2の電圧となって200Vを超えるわけですね｡
D1は実はこの200Vを半波整流しているわけです｡
図１−１−A−７ 4倍圧整流回路
これは、2つの半波整流回路を使って正と負を作って4倍にしたものです｡
図１−１−A−８ 4倍圧整流回路の動作 赤 負荷電圧（R3の電圧) 緑 入力電流 青 入力電圧
正負の位相が違うので、合成したR3の電圧は全波整流になっています｡
ダイオードの電流を抑えてレギュレーションをよくするには、前で説明したACにコイルを入れることで同じようにできます｡
以下で説明するチョークインプットを構成することはできません｡なぜなら、基本が半波整流なのでやっても降圧コンバータになってしまい、倍電圧はえられません｡
第二節 チョークインプット
これまでは,ダイオードの出力にコンデンサーがついていました｡これらは整流ダイオードの出力に対する入力がコンデンサーなのでコンデンサーインプットと言います｡
これに対して,いきなりコンデンサーでなくチョークコイルをコンデンサーとの間に入れるものをチョークインプットと言います｡
図１−２−１ チョークインプット整流回路 R7はコイルL1の直流抵抗分
V1,V2は、AC250Vの電源です｡構成はセンタータップ整流回路です｡R7はチョークコイルの巻き線抵抗分です｡また、R8はシミュレーションがうまくいくためのおまじないです｡
図１−２−２ チョークインプットの負荷変動と出力電圧の関係
さて、負荷抵抗が1KΩから4KΩまでは、ほとんど出力電圧に変化はないし、リップルも2Vppくらいです｡
同じことをコンデンサーインプットと比較してみましょう｡
図１−２−３ コンデンサーインプットの負荷変動と出力電圧の関係
電圧は125Vくらい高くなりましたが、1KΩのリップルは28Vppもありますし,負荷がおもいと変動が大きくなります｡
つまり、コンデンサーインプットは、負荷変動特性が悪いのです｡リップルも負荷が重くなると大きくなります。
電圧利用率も悪いです｡ダイオード電流も大きい割に負荷電流が小さいです｡
など、欠点ばかりであまり利点は多くありません｡
また、細かく見るとチョークインプットのリップルは正弦波に近いですがコンデンサーインプットは鋸波です。
この二つを比較すると負荷が重く変動が大きいときはチョークインプットが電圧変動もリップルも優れています｡
図１−２−２ チョークインプットの負荷変動と出力電圧の関係（再掲載）
さて、チョークインプットの動作を見てみます｡このグラフで,5Kから10Kではなぜ負荷変動が悪くなるのでしょうか｡
まず、正常なときです｡
図１−２−３ チョークコインルのインプット電圧と電流 （負荷1KΩから4KΩ)
このグラフの下は,ダイオードからチョークコイルにつながる電圧です｡正弦波の全波整流だから電圧は当然0Vになります｡
しかし、電流は０ではありません｡つまり、電流はコイルの左から右つまり、コンデンサーに流れているのです｡
つまり、充電が休むことがなく行われており、コンデンサーインプットのように途切れ途切れではないので電圧変動がないのです｡
さて、電流は1Kと2Kとだんだん小さくなっていきます｡
図１−２−４ チョークコインルのインプット電圧と電流（負荷5KΩから10KΩ）
さて、電流が小さくなって止まってしまうと、途切れ途切れになってコンデンサーインプットに近くなってゆきます｡
つまり、電圧が負荷が軽くなるとどんどんあがるようになりましたね｡
さて、コイルの入力電圧をみるとおかしな波形になっていますね｡つまり、電流が止まると、コイルはたんなる電線になってコンデンサーの電圧がそのまま出るようになります｡それが直角の部分です｡ここではコイルの電流は流れていませんね｡
図１−２−５ チョークコイルの電流と両端の電圧
このグラフの下はチョークコイルの電流で上はチョークコイルの両端の電圧
このグラフでR2=1Kを見てみましょう。赤が増えるときは両端の電圧は正、減るときは負です。変化がなくなったら0Vですね。
R2=10Kでは電流が止まると電圧がとたんに０Vになっています｡
コイルは電流を流しているときはその電流を維持しようとします。もし電流が変化すると電流変化を阻止しようと両端電圧を発生するということです｡
だから電流が増えるときと減るときでは極性が違うことも分かったと思います｡
さて、チョークインプットの動作をみるとコイルと言うものの働きがわかったと思います｡
ところで,チョークコイルの電流はダイオードから供給されていますので、これがダイオードの電流です｡つまり、負荷電流に近い電流なので,コンデンサーインプットと較べて格段に小さくなります｡
したがって、整流管を使う場合は、コンデンサーインプットより、チョークインプットの方が電流も小さく、球の寿命が伸び,また、コンデンサーインプットより、同じ整流管ならより大きな電流が取れます｡
【蛇足】
さて、全波整流では、2つのダイオードが交互に働き電流は途切れることがないのでチョークインプットはうまくいきました｡しかし、半波整流では、確実にダイオードD1がOFFしてしまうので、チョークの電流をながしつづけることができません｡
でも、電流を流す経路をつくるダイオードD3を追加すれば、チョークインプットは可能です｡
しかし、半波の場合、構成としては降圧コンバータとなりますので負荷が重くなるとD1のデューティが大きくなっても1/2、負荷が軽くなるとデューティが狭くなりますのでどんなにがんばっても電圧が半分以下に下がってしまいます｡
とはいえ,チョークの電流がほとんど０になれば,コンデンサーインプットととして動作して,波高値まで電圧が出てしまいますので、要注意です｡下の例では、無負荷では353Vまで出てしまいます｡
まあ、ブリーダ抵抗をつければ、問題ありません｡
図１−２−６ 半波整流のチョークインプット回路 R7はコイルL1の直流抵抗分
図１−２−７ 出力電圧とチョークコイル電流（負荷抵抗は200Ωから1KΩ）
図１−２−８ ダイオードとコイル電流
コイル電流の立ち上がりがD1で、立ち下がり分はD3が負担しています｡
さて、チョークインプットですが,
図１−２−９ コイルと電流 R7はコイルL1の直流抵抗分
チョークコイルのインダクタンス大きくしてみました｡
図1-2-10 コイルと電流
すると,１Kから10Kまで負荷抵抗が変わっても電圧はほとんど変化しなくなりました｡また、リップルも減りました｡
C１を変えても変化しませんがコイルが性能を決めています｡
さて、負荷が軽くなると電圧が変動するので、負荷を常につけておくという方法がとられます｡
図１−２−１１ ブリーダー抵抗の挿入 R7はコイルL1の直流抵抗分
R1は、最低電流を流すために入れてあり,ブリーダー抵抗と言います｡
図１−２−１２ ブリーダー抵抗の挿入
このようにほとんど負荷変動がなくなります｡
図１−２−１３ ブリッジ整流とチョークインプット R7はコイルL1の直流抵抗分
ブリッジ整流でも同じです｡
さて、いままで、静的な負荷変動でしたが、動的な変動を見てみます｡
図１−２−１４ 動的負荷変動 I1は25mAから175mA変動する正弦波負荷 R7はコイルL1の直流抵抗分
このとき負荷の周波数を変えると次のようになります｡
図１−２−１５ 動的負荷変動 I1は25mAから175mA変動する正弦波負荷 fは周波数
5Hzは変動が非常に大きく、周波数が5Hzと10Hzと20Hzとあがるにつれて変動がだんだん小さくなりますね｡
図１−２−１６ 動的負荷変動 下 L1の電流 上 C1の電流
５Hzと10HzのL1の電流変動が異常に大きいのでこれが原因のようです｡
とくに5Hzは、負荷変動よりおよそ2倍くらいの大きな電流変動になっています｡
図１−２−１７ 周波数特性の測定 R7はコイルL1の直流抵抗分
図１−２−１８ 負荷と周波数特性
R1が大きくなると8Hzくらいの共振点でのピークが負荷の抵抗値に比例して大きくなっています｡
これは、C1を小さくするとピークは消えますが、レギュレーションが悪くなります｡
したがって、C1を大きくすれば解消できます。
第二章 安定化電源
第一節 ドロッパー（リニア）レギュレータ
【はじめに】
安定化電源は以下の構成になります｡
図２−１−１ 安定化電源の構成
変動する電源と変動する負荷の間に制御素子を入れて、負荷電圧が一定になるようにするものです｡
ですから、変動要素は２つあるわけです｡
この回路のように制御素子を可変抵抗にしているものをドロッパーレギュレータと言います｡あるいはリニアレギュレータと言います｡これに対して、スイッチングで等価的にスライダックトランスを構成しているのがスイッチングレギュレータです｡
ドロッパー（リニア）レギュレータは、変動を吸収するために、出力電圧より必ず高い入力電圧を必要としますので,その電圧差×負荷電流の発熱が発生します｡
一般にエネルギーが一旦熱になると移動はきわめて困難になります｡したがって､実装には注意が必要です｡
この構成は、負荷が電流を消費するものとして構成されていますので、負荷が電流を戻すような場合、制御不能になります｡
安定化するといっても供給サイドだけであって､安定化のために供給だけでなく吸収にも対応しているわけではないのです｡
また、変動する電源と負荷を分離するために下に示すような定電流源を挟むものもあります｡この場合､負荷が電流を戻しても制御は破綻しません｡
図２−１−２ 定電流源を使ったリニアレギュレータ
これは、制御素子が負荷に並列に入りますので、電流は大きくなります｡負荷と制御素子の合計電流が一定になるように制御するので,定電流源は抵抗に置き換えることができます｡
さて、出力は一定に制御されますが、負荷が大きくなると制御素子は負荷と同じ電流が流れますので､ショートすると出力電圧を一定に保とうとしますから制御素子には大電流が流れますので､保護回路が必要になります｡また、発熱が大きくなると定格を超えますのでこれの保護も必要です｡
リニアレギュレータは、ICとして多数出回っています｡代表的なものは3端子レギュレータです｡これには保護回路が内蔵されています｡
過電流保護には、
図２−１−３ 過電流保護の過電流保護動作軌跡による分類
大きく分けて上記の2つがあり､過電流が流れると左の場合､制御素子は電流的に保護されますが発熱は保護されません｡右のほうは過電流が流れると電流を絞ってしまうので電流的にも発熱にも保護されます｡
ただし、負荷に大容量のコンデンサーがあると、突入電流でフの字領域に入り、起動できないこともあるので要注意です。
レギュレータは、負帰還ですから安定性は十分確保する必要があります｡
したがって､高周波帯域まで機能するような安定化電源は一般的でなく､出力に大きなコンデンサーをつけて高域はコンデンサーでまかない､制御回路は安定を重視して低域だけをきちんとすると言う形態になっています｡
また、高ゲインなアンプであるので､入力には必ずコンデンサーが必要です｡
レギュレータは、負荷電流が一定であるとしたとき､入力から見ると電圧が上がっても下がっても電流が一定であり、抵抗負荷ではありません｡したがって、整流回路の設計においては、最低電圧でもリップルを抑えないといけないことになります｡
つまり、通常より重い負荷を想定することになります｡
【実際の回路】
図２−１−４ 出力５V安定化電源回路
V2は100Hz２Vppの交流です｡I1は1KHz500mADC＋800mAppの負荷を表しています｡
つまり、入力電圧変動がV２で負荷電流変動がI1です。
なぜ、負荷がI1と言う定電流源になるかと言えば、安定化電源なので、電圧が一定で電流だけが変化するからそうなるわけです｡
図２−１−５ 変動特性 赤入力電圧 緑 負荷電流 青 出力電圧
入力電圧（13-17V）、負荷電流（100mA-900mA）の変化に対して5Vを中心に7.9mVppに収まっています｡
図２−１−６ 消費電力
赤は電源の消費電力（7.52W)、緑はLM317の消費電力（5.01W)、青は負荷の消費電力（2.5W)です。
総消費電力に締める負荷電力は33%です。実に67%は熱になるわけです｡
このようにリニアレギュレータは放熱が大変です｡
そこで、入力電圧を下げることになるわけですが、
図２−１−７ ５V安定化電源
図２−１−８ 変動特性 赤入力電圧 緑 負荷電流 青 出力電圧
入力電圧が下がると出力電圧が下がってしまいます｡
最近では、必要な入力電圧と出力電圧の差が小さいICもあります｡
さて、保護回路はどうなっているでしょうか｡
図２−１−９ 保護回路動作軌跡
これで見ると、ショート時は1.7A流れていますから15V1.7AでLM317は熱くなりそうですね｡
図２−１−１０ 負荷短絡時のLM317の消費電力 赤LM317の消費電力 緑 出力電圧
250mSで負荷ショートしているわけですが、LM317はそれ以後26.5Wくらいの消費電力があります｡
では、負荷から電流が戻ってきたらどうなるでしょうか｡
図２−１−１１ 負荷から電流が戻ってくる場合
図２−１−１２ 負荷から電流が戻ってくる場合 赤 戻ってくる電流 緑 出力電圧 青 R3の電流
これで見ると5Vで負荷R3が10Ωなので500mAまでは、戻ってきてもLM317がその分電流を減らすので電圧が一定ですがそれをこえるとLM317はなすすべがなく、出力電圧は安定化できません｡
図２−１−１３ 入力ノイズ抑圧比 （データシートより）
これは、入力ノイズ抑圧比の周波数特性です｡100KHzではかなり悪くなっています｡つまり、入力が出力に出てきやすくなります｡誤差増幅器はNFBアンプなので高域ゲインが落ちるのでこうなるのです｡
したがって、HPF特性なので、スイッチング電源のノイズは思ったほど圧縮されません｡
図２−１−１４ 過渡応答特性 左 入力変動 右 負荷変動 （データシートより）
これは、過渡応答特性です。誤差増幅器はNFBアンプなので、過渡応答があります｡出力につけるコンデンサーが（負荷容量）CLが大きいほど安定ですね｡
このNFBアンプの特性から、出力につけるコンデンサー（負荷容量）が制限されるものがあります｡ケミコン用とか、セラミックコンデンサーOK品とかの区別があります｡
第二節 スイッチングレギュレータ
【はじめに】
図２−２−１ 代表的なスイッチングレギュレータの構成概念図
この2つの例では、コイルの電流が左から右に流れます｡コイルの電流が０にならないものとします｡
【降圧コンバータ】
図２−２−２ 降圧コンバータの動作
降圧コンバータの動作です｡コイルの電流が０にならないと言う前提なのでこの2つの状態になります｡
SWがONのとき電源からコイルに電流が流れます｡SWがOFFになるとコイルは電流を流しつづけようとするのでダイオードからの電流経路ができます｡
図２−２−３ 降圧コンバータの動作
ここで、コンデンサーを無視してコイル電流の変動が少ないように単純に考えると定常状態ではTonの電流とToffの電流はコイルの電流なので、それは負荷に流れる電流と等しくなります｡
したがって、SWがTonの時にコイル貯めた電力がToffのときに吐き出されるので、電流が等しいからTonとToffの時間比によって出力電圧が決まります｡
図２−２−４ シミュレーション回路例 R1はコイルの直流抵抗分
この回路のシミュレーション結果は、
図２−２−５ 出力電圧
さて、電源が15VでDutyが33%なので、5Vになるはずです｡ところが4.5972Vです。どうしてでしょうか｡
これは、ダイオードのVF（順方向降圧電圧）によって、電圧がロスしてしまうからです｡
図２−２−６ ダイオードのカソード電圧
この図からも分かるようにダイオードのVFは約0.450Vです。
そこで、VFが関係するのはダイオードがOnの67%の時間ですから、0.45×0.67=0.3Vに相当します｡4.5972V+0.3V=4.9Vです。まだ足りません｡
R1に流れる電流のロスがありますね。これは0.46Aですから0.046Vです。よって4.9V+0.046V=4.946Vで大体つじつまがあってきます｡
効率を計算します｡
15V電源はDuty33%で0.46Aですから、15V×0.46A×33%=2.28W、負荷は、0.46A×4.6V=2.12Wで効率92.8%です。
ではロスの内訳はダイオードが、0.46A×0.45V×67%=139mW、コイルが0.46A×0.46A×0.1Ω=21mWです。
スイッチは0.1Ωですが、0.46A×0.46A×0.1Ω×33%=6.98mWとなります｡
したがって、ロスの大部分はダイオードのVFによるものであることが分かります｡
したがって、通常はVFの少ないショットキーダイオードが使われます｡実は、この例の回路もショットキーダイオードで組まれています｡
実際は、制御ICの消費電力によるロス、スイッチをドライブする電力、スイッチング損失などが加わります｡
さて、以上で基本的な考え方が分かったと思います｡
【同期整流】
同期整流はこのロス大部分であるダイオードのVFを改善するために考えられました｡
図２−２−A−１ N-MOS FETの等価回路
N-MOSには、ソースからドレインに電流が流れるようにダイオードが製作過程において必然的にできてしまいます｡
これをボディダイオードと言います｡
しかし、通常はドレインからソースに電流が流れるので気にすることはないのですが結構このダイオードでスパイクが吸収されたりしているのです｡
さて、このダイオードは、シリコンダイオードなので（順方向電圧）VFは0.7Vくらいです｡
ところが、N-MOSFETのおもしろいところはゲートに通常のON動作状態にするために正の電圧をかけると、ソースからドレインにも電流が流れるのです｡
図２−２−A−２ 逆導通特性測定図
図２−２−A−３ 逆導通特性の図 赤 ゲート電圧 ５V時 緑 ゲート電圧 ０V時
この図の赤で示されるように逆導通特性の0V〜-0.7Vまでは約0.1Ωの抵抗になるのです｡ゲート電圧が0Vでは、逆導通特性は、ただのシリコンダイオードですね。
先の降圧コンバータの例ではダイオードが0.46A VF=0.45V Power=207mWでしたが、このばあい、0.1Ωなので0.46A×0.46A×0.1Ω=21mWになるわけです｡
したがって、降圧コンバータにおいてダイオードの変わりにN-MOSFETを使えば、効率が上がります｡
図２−２−A−４ 同期整流型降圧コンバータ （R2はシミュレーションのため）R4はL1の直流抵抗分
Q1が同期整流をします｡
図２−２−A−５ 動作 赤 V2 緑 V3 青 Q1のドレイン電流
ここでは逆導通特性を使うのでそればかり見てきましたが,S１がONのときは、Q1はNMOSですからドレインからソースに電流が流れることができるのでS1とQ1が同時にONになるとショートになります｡
したがって,S1とQ1が同時にONにならないようする必要があります｡
そこで、S１ ONとQ1 ONのタイミングには少し空きを入れるようにします。
つまり、S1とQ１のONをずらす必要があります｡
また、S1とQ1がOFFになるためには、すこし時間が必要です｡
その間は、ボディダイオードが導通しています｡
【昇圧コンバータ】
では、同様に昇圧コンバータの動作を考えてみましょう｡
図２−２−７ 昇圧コンバータ R1はコイルL1の直流抵抗分
これも定常的にはコイルの電流を考えると、コイルのインダクタンスが十分大きいとすると、S1がOnのときとD1がOnの時の電流は等しい。
図２−２−７−１ 昇圧コンバータの動作
ここで、SW1がonの時間をTon、Offの時間をToffとします｡
しかし、D1がOnなのはToffの時だけなので、ダイオードの電流は負荷電流よりTonとToff比だけ増えます｡
ここではTon67%Toff33%ですから、コイルの平均電流は負荷電流の3倍になります｡
図２−２−８ 出力電圧
図２−２−９ ダイオードの電圧 （カソードーアノード間）
では、計算してみます。出力電圧が約14Vで負荷が33Ωなので、電流は0.42Aです。
よって、ダイオードのパルス電流はDutyが33%なので、1.27Aです。
R1のロスは0.127Vです。したがって、入力電圧は5V-0.127V=4.87Vです。Dutyが33%：67%なので電圧は3倍となりますから、14.61Vです。
ダイオードのVFは0.59Vなので、14.61V-0.59V=14.02Vです。ダイオードがOnのときコイルに電流が流れるのでR1によるロスがあります。
0.127V×33%=0.042Vですから14.02V-0.042V=13.98Vとなります｡大体つじつまが合っています｡
効率を計算してみましょう。
電源は1.27A流れつづけますから、5V×1.27A=6.35W、負荷は13.92V×0.42A=5.85Wより、92.1%です。
ロスの内訳は、コイルは1.27A×1.27A×0.1Ω=161mW、ダイオードは0.592V×1.27A×33%=248mWとなります｡
また、スイッチは、1.27A×1.27A×0.1Ω×67%=108mWとなります｡
【反転コンバータ】
図２−２−A−１ 反転コンバータ
これは、反転コンバータと言います｡つまり、極性が反転するのです｡電源が正なのに出力は負になります｡
この場合も、コイルの電流が上から下に流れて０にならないものとします｡
図２−２−A−１−１ 反転コンバータの動作
今、SWがONのとき電源からコイルに電流がながれます。（図２−２−A−１−１の上の図）
SWがOFFになるとコイルは電流を流しつづけようとしますからダイオードから電流が流れることになります｡したがって、コンデンサーには負の電圧がたまります｡（図２−２−A−１−１の下の図）
SWがOnの時間をTon、Oｆｆの時間をToffとすると、Ton：Toffの比で電圧が決まります｡たとえば、Tonが全体の1/3ならTon：Toff＝1：2で電源電圧の半分の負の電圧になります｡逆に2/3ならTon：Toff＝2：１で2倍の負の電圧が出ます｡
これは、昇圧も同じです｡ただし、降圧および昇圧は電源電圧分が加算されるので降圧ならTon：（Ton＋Toff)となり、昇圧は（Ton+Toff)：Tonとなるのです｡したがって、降圧はToffを０としても1倍まででToffがありますから1以下です｡
同様に昇圧は1倍以上になります｡
図２−２−A−２ 反転コンバータ Ton：Toff＝33%：67% R1はコイルL1の直流抵抗分
図２−２−A−３ 出力電圧
図２−２−A−４ ダイオードのアノードカソード間電圧
図２−２−Aー５ ダイオードのカソードの電圧（コイルの電圧 ただし、R1を含む）
では、計算してみましょう｡負荷電流は0.8Aです。負荷電流はコイルの2/3の時間なので、コイルの電流はその3/2倍つまり、1.2Aとなります｡
コイルの抵抗は100mΩ、SWも100mΩなので、コイルの電圧は、18V−(0.1Ω+0.1Ω)×1.2A=17.76V（シミュレーションでは(17.86V)です。
33%：67%なので約1/2になります｡8.88V（シミュレーションでは-8.65V)です。
ダイオードのVFは0.581Vなので8.88V-0.581V=8.3Vとなります｡ダイオードの電流はコイルにも流れますので8.3V−0.1Ω×1.2A=8.18Vとなります｡大体あっています｡
効率は18V×1.2A×33%=7.13W、出力は8V×0.8A=6.4W、コイルの損失1.2A×1.2A×0.1Ω=144mW、SWの損失はその１/3より48mW、ダイオードの損失0.58V×1.2A×67%=466mWと求まります｡したがって、効率は89.8%です。
【マルチフェーズ】
コンバータを2個以上使って、並列としてそれぞれのタイミングをずらしたものをマルチフェーズ方式といいます｡
図２−２−B−１ マルチフェーズ方式コンバータの概念図
ここでは3つのコンバータをつかったマルチフェーズコンバータの概念図を示します｡
図２−２−３−B−２ 3位相マルチフェーズコンバータのタイミング例
これは、3位相マルチフェーズコンバータのタイミングを示します｡
コンバータの損失は電流をIAとすると、大まかに損失はI2Rとなります｡Rはスイッチング素子やコイルなどの構成要素の抵抗分。
マルチフェーズの場合Iはフェーズの数をｎとすれば、一つのコンバータは電流がI/nとなりますから、1つのコンバータの損失は(I/n）2Rとなり、合計では、(I/n）2R×n=I2R/nとなり、1/nに減るのが特長です｡
したがって、効率は改善され、位相がずれていますからリップルは減ることになります｡
これは、かってパソコンの電源に利用されていました｡
では、コンバータを必要以上に増やして、全てのコンバータのSWのONのタイミングがオーバーラップすると入力の電流はすべてオーバーラップして見かけ上常に流れることになり、それはDC入力になりますが、また出力もDCで、スイッチングでありながらDC入力のDC出力のコンバータが構成できることになります｡
図２−２−３−B−３ 3位相マルチフェーズコンバータにオーバーラップコンバータを追加したもの 15V入力5V出力（４位相マルチフェーズコンバータ）
R2,R4,R6,R8はコイルの直流抵抗分 R3はC2のESR
これは、それをシミュレーションした回路です。
図２−２−３−B−４ 3位相マルチフェーズコンバータにオーバーラップコンバータを追加したもの（４位相マルチフェーズコンバータ）
これは,各コイルの電流と出力電圧です。
図２−２−３−B−５ 3位相マルチフェーズコンバータにオーバーラップコンバータを追加したもの（４位相マルチフェーズコンバータ）
下は各FETのドレイン電流で上は入力電流です。
入力電流はオーバーラップするところと単一ののところで変動がありますが0にはなっていません。
ピークはダイオードの容量を充電するパルス電流が原因です｡
【制御回路】
実際の回路では、NFBによって出力電圧が一定になるようにDutyを制御します。
図２−２−１０ 降圧スイッチングレギュレータ回路の概念図
Dutyは、この概念図のように出力電圧と基準電圧の差を増幅してコンパレータに入れて作ります｡
図２−２−１１ 三角波を使った電圧Duty変換の動作
誤差電圧が高いとパルス幅は狭くなり、低いと広くなります｡三角波のどこを誤差電圧がスライスするかでDutyは決まります｡
コンパレータの出力がLのときSWがONする場合、スイッチング出力が高くなると、誤差出力は下がり、図2-2-11の下側のようになりパルス幅が狭くなって電圧は下がります。
また、スイッチング出力が低くなると、誤差出力はあがり、図2-2-11の上側のようになりパルス幅が広くなって電圧はあがります。
つづく