OTLを勉強する
2008.10.25　Ver.1.008

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2008.10 .4 Ver.1.007　記事追加　6BQ7Aなどのドライバー管のカソードフォロア動作を追加
2008.10.25 Ver.1.008　記事追加

【はじめに】

OTLは、あまり詳しくないので,少し勉強してみようと思います｡
まあ、べつに既にあるものの解析ではありません｡
それは、いろんな文献、Webに散見されます｡

OTLの出力段の基本形は、
１）カソード接地型
２）カソードフォロア型
に分けられると思います｡

第１章　カソード接地型出力段

　　　　　図１　カソード接地型　

こういう回路構成です｡


　　　　図２　等価回路

RLから見た出力インピーダンスは、球が並列なので,rpの1/2になりますね｡
3極管の場合､ゲインは


たとえば､6080の場合､rp=200Ω、RL=16Ωμ=2なら、Gain=約0.28倍です。つまり、出力電圧の3.6倍の入力電圧が必要になります｡

また、５極管は

たとえば､6CB5Aの場合､gm=8.8m　RL=16Ωなら､Gain=約0.28倍です｡

さて、出力インピーダンスはrpの半分なので､これでは、負荷のインピーダンスが非常に高くなります｡でも、なぜ,実用になっているのでしょう｡

【三極管の場合】

そこで,三極管の場合、

　図３　負帰還アンプ




となります｡したがって,βAを大きくするつまり,帰還量を多くくすることで,Zoを小さくしていたわけです｡

たとえば,6080ならrp=200Ωなので,ｒはその半分と先ほど言いましたが,100Ωなのです｡βAを99にすればZo=1Ωにできるわけです。

ところで,非常に短絡的に考えると,6080で8Ω8W出力な時は,電流は1Aなのでｒが100Ωなので100Vかかる計算になります｡
また、rの消費電力は100V1Aで100Wにもなります｡
ｒに100V必要ですから、電源は√2倍以上になりますので±150V以上必要なことも分かります｡

例題1　帰還前の出力インピーダンス169Ω（これよりrp=338Ω)


について説明しておきます｡電圧制御電圧源といいまして､左側の上と下に加えられた電圧をここでは１とかかれていますがこれは増幅度で右側に出力するものです｡左側と右側はインピーダンスが無限大でつながってはいません｡





例題１　β=1　A=1 Zo=60Ω



例題１の最大ドライブ

例題１の出力

例題１の上の球の電力

さて、出力インピーダンスは、この電流のようにB級動作になると、前提のrpの半分から違ってきますね｡

では6080のパラで16Ω8Wのときを同様に検討してみます｡まず、電流は0.7Aです｡rは、パラですから50Ωです。すると､rにかかる電圧は35V、消費電力24.5W、電源電圧35*√2で、±50V以上になります｡



【五極管の場合】

これを電圧増幅アンプAと5極管のGmに相当する電圧電流変換素子Gを考え、以下に構成します｡

　図４　負帰還アンプ

　　　　　　　　　　　　　　　　

と求まる｡Gは2倍のGmなので,

となる｡Gmの大きな球を使い、帰還量を増やすと良いことが分かる｡
また、三極管のrに相当するのは1/2Gmであることが分かる｡
6CB5AはGm=8.8mmhoなので,1/2gm=57Ωとなり,6080の0.57倍のインピーダンスであることが分かる｡
短絡的に考えると、6CB5Aでは出力が8Ω8Wのとき,出力インピーダンスは57Wを消費します。
電源電圧は57V、すなわち,√2倍以上の±80V以上の電源が必要であることが分かる｡


例題2　　帰還無しのとき出力インピーダンスは5.9KΩです。



例題2　β=1　A=1　出力インピーダンス51.9Ωです。

Zo=1/(2βAGm)より、Gm=1/2(ZoβA)であるから､Gm=9.6m
そんなに違いはない｡


例題2の最大入力

例題2の出力


例題２の負荷抵抗の電流


第２章　カソードフォロア型出力段

カソードフォロア型では、トランスを使うとこんな感じです｡

　図５　カソードフォロア型

トランスを使うとOTLではありませんね｡
そこで､こんな感じにしたいわけです｡

図６　目標回路

さて、ここで､問題となるのが下側をカソードフォロアにする方法です｡


図７　全帰還型

この回路では､入力電圧にRLの電圧が同じになるよう帰還がかかりますので､カソードフォロアと同じように作用します｡

【三極管の場合】


　図８　等価回路





そこで､


このとき､この回路の出力インピーダンスは169Ωなので、rpはその倍の338Ωとなる｡

一方､カソードフォロア型は

例題3　6080のカソードフォロア型（無帰還）

となり、出力インピーダンスは､60Ωである。
計算では338/(2*(2+1))=56.3Ωで大体あっている｡

【五極管の場合】


図　　等価回路





例題４　出力インピーダンスは51.9Ω（無帰還）

例題２のgm=9.6mとして計算すると､Zo=52Ωとなる｡
Gainは、RL=16Ωとすると、Gain=約0.235倍です。ドライブ電圧は4.3倍必要です｡

これは、カソード接地型のβA=1のとき､Zoの式が同じになります｡

以上から、カソードフォロア型は、無帰還でもかなり低インピーダンスになります｡

第３章　ドライブ回路

この章は､「真空管ＳＥＰＰＯＴＬアンプのぺージ 」　の「打ち消し回路について」を参考にしております｡貴重な資料の公開をありがとうございます｡


【ブート・ストラップ】


この回路を書き直すとこうなります｡



U2のドライブ電圧は、Eg1=V1-VOUTであり、U3はEg2=V2となって、U2,U3のドライブ電圧が等しくなくなり､対称性が崩れて歪みます｡

そこで､


こういう回路にします｡U1は、PK分割ですが、C2とR3でブート・ストラップを構成しています｡



C2によって、V1のGNDをVOUTにしているので､U2,U3のドライブ電圧はEg1=V1、Eg2=V2となりますね。
また、C2の電荷が電源に逃げないようR3を入れます｡

PK分割でないばあいでも同じです｡

これもR2,C2はブート・ストラップを構成しています｡目的は先ほどと同じです。
では、例をあげてみます｡

例題５　６BQ6GTB三結のカソード接地型SEPP　ブート･ストラップ駆動

この場合､ドライブ電圧は

となり、等しくなっています｡

上下の球のインピーダンスも等しくなっています｡つまり、上下ともカソード接地として動作しています｡


負荷電力です｡フルパワーではありませんが、わずかにデコボコが見られます｡2次歪みがあるようです。

【フッターマン】


こんな感じの回路です｡定数は適当ですので意味はありません｡
さて、ここでR6からVOUTが、戻っていますので､U1のカソードでは、VOUTが逆相なので引き算され､U3をドライブします｡
また､プレート側では、U1のG-K間にVOUTが加算されるので､VOUTが加算されます｡
R6をうまく調整してU2のドライブ電圧にVOUTを加算できれば､U2はVOUTの打消しが出来ます｡

しかし、U2、U3から見れば､これは局所帰還であり､せっかく対称ドライブが出来ても球が対称動作にはなりません｡
もともと、カソードはインピーダンスが低いのでU2,U3の帰還量が非対称なのが問題なんでしょうか｡

例題６　６BQ6GTB　フッターマン型SEPP

これは、例ですが､

一応ドライブ電圧は等しくなっています｡
このとき､

球のインピーダンスは、違ってきます｡赤が下側、緑が上側の球です｡対称ではありませんね｡

負荷電力です｡フルパワーではありませんが､すこしデコボコしています｡これは2次歪みがあるようです｡


【宮崎良三郎方式】



この方式は基本的にはフッターマンと同じです｡この回路においてV2の電圧はU3で電流変換されてU1,U2に均等分散されます｡つまり、U1,U2とも同じ出力になります｡

このように､まったく重なります｡
そこで､U1,U2のグリッド間に信号を加えて、V2をVOUTにすると、Eg1=E+VOUT、Eg2=-E+VOUT=-(E-VOUT)となって､Eg1のVOUTが打ち消せることになります｡



ここで､V4に相当するのが前段の差動アンプです｡

そうすると、U2では加算されU1では引き算されていますのでU1,U2の出力は違ってきますね｡


では、例を示します｡

例題７　６BQ6GTB　宮崎式SEPP



ドライブ電圧はほぼ等しいです｡


球のインピーダンスも大体あっています｡
宮崎方式は、カソード接地タイプとしてはインピーダンスが低くなっていますので､カソード接地タイプではないようです｡

負荷電力です｡フルパワーではありませんが､すこしデコボコしています｡2次歪みがあるようです｡

これは､カソードフォロアタイプですが、



このばあい、121Ωですから、カソードフォロアタイプとカソード接地タイプの中間程度ということでしょうか｡

では、カソード接地タイプのドライブはどうすればいいのでしょうか｡

【ブート・ストラップ】


例題８　６BQ6GTB　カソードフォロアタイプSEPP　ブート･ストラップ駆動

C3とR7がブート・ストラップです｡

ドライブは等しくなっていますね｡

球のインピーダンスです｡ちょっと121Ωより大きくなっています｡
さて、これって､カソード接地タイプのブート・ストラップをかける球を入れ替えただけですよね｡

負荷電力です｡フルパワーではありませんが､きれいに揃っています｡

さて、ブート・ストラップは、三極管より五極管の方がゲインも稼げるし、内部抵抗が大きいだけロスが少なくなるはずです｡

例題９　6BQ6GTB　カソードフォロアタイプSEPP　5極管ドライブ　ブート･ストラップ駆動

たとえば､これなんかだと､フルパワーのドライブ電圧は600mV0-pですから､424mVrmsですので､NFBを少しかけるのには十分です｡

インピーダンスも理論値の121Ωからわずかなずれです｡


例題１０　例題９にNFBをかけたもの

この例では､R11でNFBをかけてみました｡入力は600mV0-p（424mVrms)から2V0-p（1.41Vrms)に変わっています｡

ですから、球のインピーダンスは下がり､出力インピーダンスは、これの半分の15Ωとなります｡
だからといって､負荷を下げて､68Ωにすると､

ドライブ電圧がこうなってしまいます｡6BQ6の負荷が重過ぎるのでNFBでも救えないと言うことです｡つまり、NFBのインピーダンスは見かけの上でそうであって､改善も現実を越えることは出来ません｡


例題１１　6BQ6GTB　５パラ　カソードフォロアタイプSEPP

このように５パラでも限界が18Ωです。


この例では、11.68Wが取れました｡



これは、５パラの入力インピーダンス特性ですが､赤が､上管、緑が下管の合計です｡上が54.3PF、下はその倍となっています｡



【準コンプリメンタリ方式】

トランジスタアンプでは準コンプリメンタリというものがあります｡それを真空管に適応したものです｡



例題１２　６BQ6GTB　準コンプリメンタリSEPP

この場合､トランジスタがブート・ストラップと位相反転を兼ねるのでドライブは1つの電圧でいいわけです。
なお、トランジスタの耐圧がきついのでカスコードになっています｡
これで､コレクタ電流が1mAなので､VCE=100Vで100mWで済ませています。
しかし､高域を伸ばすには、コレクタ電流を流し､耐圧の高いトランジスタを選んだほうがいいでしょう｡
なお、2SA872Aの耐圧は-120Vです。



ドライブ電圧です｡わずかにずれいますが...



球のインピーダンスです｡大体121Ωです。


まだ少し余裕がありますが大体フルパワーです｡揃っています｡

これは入力インピーダンスです｡赤がU2、緑は下側です｡赤の斜め部分から入力コンデンサーを計算すると11PFです。

【テクニクス方式】


例題１３　6BQ6GTB　テクニクス方式SEPP

これはテクニクス方式です｡6BQ7Aは差動ではありません｡U5つまり、下管のU2をドライブするU5に帰還がかかっています｡
V8は前段の差動アンプあるいはPK分割です｡



ドライブ電圧は揃っています｡



しかし、2つの球のインピーダンスが揃っていません｡上管は大体あっていますが、下管は帰還がかかりすぎて121Ωより下がっています｡

負荷電力です｡揃っています｡

さて、ドライブ回路は、以上ですが、フッターマン、宮崎式、テクニクス式はバランス調整が難しく、歪率計とにらめっこしないとバランスが調整できません｡
また、不均等な帰還を利用していますから、上下の球に均等に作用しません。
そういうことから当然周波数特性とかいろいろな部分で不具合があると思います｡

それに較べて､ブート・ストラップ方式が圧倒的に簡単ですし、単純で安定に作用すると思います｡

なお、負荷電力は100Ωで比較しましたが、方式によっては過負荷になっていますので､正しい評価になっていません｡




第４章　出力管について

出力管の選定において考えてみます｡

【最大カソード電流による制限】

まず、どれだけカソード電流が流せるかです｡たとえば､8Ω8Wでは１Armsを供給できなくてはなりません。１Aｒｍｓは1.41A0-pになります｡

となっています｡したがって､最低限　6AS7-Gでは11パラ、6CB5Aなら2パラ必要ということになります｡
もっとも、6AS7-Gとテレビ球では、規格基準が違いますので、一緒には出来ません｡


【3極管のデータ】
偏った選定かもしれませんが、いくつかを示します｡

多数パラを狙うときはこういうのもありです。

【５極管のデータ】
偏った選定かもしれませんが、いくつかを示します｡

第５章　ドライバー管について

ドライブはブート･ストラップが一番いいようなので､すると、五極管となるわけです｡
五極管となると、gmの大きな球がゲインと低インピーダンス出力となるわけです｡
また、hi-gm管は、電流を流さないといけないので､Pp（プレート損失）も考慮する必要があります｡

差動を構成する場合､カソードの定電流源をマイナス電源と抵抗の方が安定かもしれません｡そんなに大きな電圧はいらないはずです｡

さて、6EJ7でIp=10mAでRp=10KΩの場合､gm=15mですからGain=gmRp=150倍位になるので十分ではないでしょうか｡
11HM7では、4.7KΩでも141倍にもなりますので､十分ゲインがあります｡それでも足りなければ､FETの差動アンプを直結追加すればいいでしょう｡

三極管を直結にしたら、ドライブ電圧が取れませんが､五極管の差動1段では120Vppくらいは簡単に取れますので､そちらのほうでも有利ではないでしょうか｡

例題１４　12BY7A差動ドライバ
この例では､


142VPPが取れています｡72/3.2=22.5倍です｡差動ですから半分なので､倍すると45倍です｡
これだとgm=4.5mで、電流の設定が少なすぎているという事になります｡

例題１５　6EJ7差動ドライバ

この例では､


61.9/1.3=47.6倍。倍すると95倍です。この場合､gm=9.5mとなりますので､そんなに外してはいません｡


例題１６　12GN7A差動ドライバ

この例では､

となり、95/2=47.5倍です｡倍すると95倍です｡これから逆算するとgm=28.8mで少し低めです｡電流をもっと流したほうがいいでしょう｡

なかなかゲインが大きいいいものがでませんが、電圧は十分取れることが分かったと思います｡


例題１７　12GN7A差動ドライバ（ゲイン優先）


今度はゲインを優先にしました｡

79倍です｡PPで考えると153/2=76.5倍です｡差動の片ドライブなので､153倍です｡

さて、差動の定電流回路ですが、

例題１８　12GN7A差動ドライバ　定電流削除


この場合､片ドライブなので､差が大きく出ますが、


プレート電圧の上端の差は2.1Vで、

下端の差は､4.7Vです｡

これは、出力です｡上下で6.8Vですが、振幅は156.6Vなので､4%のエラーです｡


第６章　設計手順

【ドライブ電圧設計】

6080を考えてみます｡カソードフォロアタイプでは、μ=2　rp=280Ω　Zo=46.7Ωです。8パラ負荷8Ωとすると、Gainは

より、8パラ8ΩでRL=64Ωとなります｡すると、Gainは0.386となります｡

また、出力を20Wとすると、必要な電圧は√（8Ω×20W）=√160=12.6VACです。
よって、Gain=0.386ですから､12.6÷0.386=32.6VAC　がドライブ電圧です｡

よって､終段のバイアス電圧は、32.6×√2=46Vと求まります｡

【球の動作設計】

Ip=80mAと仮に決めまして、


より、プレート電圧は122.7Vとなります。120Vとします｡するとプレート損失は80mA×120V=9.6Wとなり、定格の13W以内です｡

よって､


ができます｡

これは、ドライブ電圧です｡

これは､最大出力です｡


これは､出力インピーダンスです｡



R11で帰還をかけました｡


出力インピーダンスは1.48Ωで、そのときの入力は3.8V0-p(2.7VAC）です。

最大出力です｡

ゲインの周波数特性です｡緑が無帰還、赤が帰還です｡約10dBのNFです｡カットオフは1.23MHzです。



上下の1組の球のそれぞれの消費電力です｡


上下の1組の球のそれぞれのプレート電流です｡

入力を2.8V0-p（2VAC)としたら､30Wでした｡

さて、どこで間違ったかな｡



第７章　ブート・ストラップ



これの場合、下管U2のインピーダンスは,


173.89Ωですが,


これの場合,

となり,赤は3極管の場合,緑は五極管の場合125.0Ωです。この違いはどこから来るのでしょうか｡
いずれも差動ですから、カソードからのリークはありません｡
すると,プレート→カソード→カソード→プレートのループが考えられます｡2つのプレートは逆位相であり、見かけ上インピーダンスは1管のプレート→カソード間しかありません｡



そこで,ブート･ストラップのかかっている管のインピーダンスをとってみると、赤は三極管、緑は五極管です｡
272.7Kと58.88Kの約4.6倍違います｡

そこで,五極管を変えてみます｡


これは,赤が6EJ7で緑は6AU6です｡


すると,下管のインピーダンスは赤から緑へ0.7Ω下がります｡
それだけ、ブート・ストラップに影響があるということです｡
すると、球のインピーダンスがブート・ストラップに大きく影響することが分かります｡



そこで,回路図をこのように終段のグリッド抵抗R2,R3を小さくするとU3のプレートからのロスが増えるはずです｡



この赤は470Kのとき、緑は100Kです｡ということは、間にカソードフォロアを挟むと良くなりそうです｡


このようにしました｡
すると,

終段のグリッド抵抗が100KΩでも緑から赤に改善されます｡


さて、詳細検討してみます｡このような差動ドライブです｡カソードは抵抗です｡



この回路の等価回路を示します｡





これよりEkを小さくするにはrp1が極めて大きいこと、較べてRkが小さいことが要求されます｡










さて、E3とE2-VOUTを比較してみると

	E1	Ek	VOUT
E2-VOUT 上の3極管のドライブ
E3 下の三極管のドライブ

となります｡これより、RPが小さいこと,それに較べてrp1,Rgがはるかに大きいことが対称ドライブになることが分かります｡
そうすると,E1,Ekは係数がRPgmになり、gmが大きいほどゲインが稼げることが分かります｡
また、VOUTは係数がともに-１、すなわちカソードフォロアになることをしめしています｡

以上の結果を反映してみると

これは、無帰還ですが8Ω負荷で､6.5W取れます｡出力インピーダンスは12Ωです。
なお、帰還をかけるときはこの前の前段に差動アンプを設け、そちらにかける必要があります｡
この12GN7A段に帰還をかけるとめちゃくちゃになります｡

終段自体のインピーダンスは上下とも125Ωですので、Zo=62.5Ωです。これが5並列なので約12Ωですね。



これは、8パラですので,Zo=7.8Ωです。出力は11Wです｡


これは、6CB5Aの三結の8パラですが,Zo=5.2Ωです。出力は39Wです。
いずれも無帰還です。

さて、8パラというと上下で16本なので,ヒーターの合計が約100Vになります｡





これは、ヘッドフォンアンプで約0.7W、出力インピーダンスは8.9Ωです。バイアスは赤LEDで作っています｡

以上の例は、実働回路ではありません｡

さて、ドライバーアンプを差動にすると帰還がかけられます｡


これの場合、11Wとれます｡

赤は、帰還無しの出力インピーダンス、緑は帰還後です｡
また、


では、

出力インピーダンスはこうなります｡



これは、1.1W取れますが、

出力インピーダンスはこうなります｡


つづく

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